Nullspannung

Wandler nach Anspruch 10, bei dem besagter Ausgangsschalter und besagter zusätzlicher Ausgangsschalter Zweiklemmen Stromgleichrichter Schalter sind, welche in Antwort auf den Betriebszustand und die durch das elektronisch kontrollierte Schalten des besagten Eingangsschalters und des zusätzlichen Eingangsschalters erzeugten Bedingungen des besagten Wandlers ein- oder ausgeschaltet werden; wobei die Schaltzeitsteuermittel genaue elektronische Schaltvorgänge des besagten Eingangsschalters und des besagten zusätzlichen Eingangsschalters einschließen, wodurch ein (1-2) Übergang und ein (2-1) Übergang während jedes aufeinander folgenden Schaltvorgangszyklus T s erhalten werden, wobei der besagte (1-2) Übergang und der besagte (2-1) Übergang kürzer sind als der besagte Schaltvorgangszyklus T s , und besagte Schaltzeitsteuermittel Steuersignale für die entsprechenden Schalter wie folgt liefern: besagter (1-2) Übergang wird eingeleitet durch Ausschalten des besagten Eingangsschalters und, wenn die Blockierspannung am besagten zusätzlichen Ausganggleichrichterschalter auf Null reduziert ist, beginnt besagter zusätzlicher Ausgangsgleichrichterschalter zu leiten, da er automatisch bei Nullspannung für Null Schaltverluste eingeschaltet wird, und der besagte (1-2) Übergang geht weiter, bis die Spannung am besagten zusätzlichen Eingangsschalter auf Null reduziert ist, zu welchem Augenblick besagter zusätzlicher Eingangsschalter durch besagte Schaltzeitsteuermittel bei Nullspannung für Nullschaltverluste eingeschaltet wird, während der besagte Ausgangsgleichrichterschalter durch eine vom Wandler an den besagten Ausgangsgleichrichterschalter angelegte Sperrspannung ausgeschaltet wird; besagter (2-1) Übergang wird eingeleitet durch Ausschalten des besagten zusätzlichen Eingangsschalters, um eine lineare Entladung der besagten parasitären Kapazität des besagten Eingangsschalters zu starten, und, wenn eine Spannung über dem besagten Eingangsschalter auf das Niveau der besagten Gleichstromspannungsquelle fällt, ist die Blockierspannung über dem besagten Ausgangsgleichrichterschalter Null, da besagter Ausgangsgleichrichterschalter automatisch eingeschaltet wird mit Null Schaltverlusten, die eine Resonanzentladung der besagten parasitären Kapazität des besagten Eingangsschalters mit einem Resonanzstrom, der nur die dritte Kosinusresonanzstromkomponente umfasst, und, an dem Augenblick, an dem die besagte Spannung am besagten Eingangsschalter den Minimalwert erreicht, wird der besagte Eingangsschalter durch besagte Schaltzeitsteuermittel bei unter das besagte Gleichstromsspannungsquellenniveau reduzierter Spannung und mit reduzierten Schaltverlusten eingeschaltet, während der besagte zusätzliche Ausgangsgleichrichterschalter durch die Blockierspannung automatisch ausgeschaltet wird, um besagten (2-1) Übergang zu beenden, und wodurch keine Kontroll- und Treiberschaltung für den besagten Ausgangsgleichrichterschalter und besagten zusätzlichen Ausgangsgleichrichterschalter benötigt wird, und wenn das Produkt aus dem Betrag der besagten dritten Kosinusresonanzstromkomponente und der besagten charakteristischen Impedanz gleich der Spannung der besagten Gleichstromspannungsquelle ist, wird auch besagter Eingangsschalter bei Nullspannung eingeschaltet, was zu Null Schaltverlusten auf beiden besagten bidirektionalen Halbleiterstromschaltvorrichtungen und beiden besagten Zweiklemmen Stromgleichrichterschaltern führt, und wobei während des besagten (2-1) Übergangs der besagte Ausgangsgleichrichterschalter bei Nullspannung automatisch mit Null Schaltverlusten eingeschaltet und der besagte Eingangsschalter bei reduzierter Spannung eingeschaltet wird, um den besagten (2-1) Übergang mit reduzierten Schaltverlusten und Spannungsbeanspruchungen der besagten bidirektionalen Halbleiterstromschaltvorrichtungen und erhöhter Wirksamkeit des besagten Wandlers mit reduzierter elektromagnetischer Interferenz zu beenden.

Converter according to claim 10 , wherein said output switch and said complementary output switch are two-terminal current rectifier switches, which are turned ON or turned OFF in response to operating state and conditions of said converter caused by electronically controlled switching of said input switch and said complementary input switch; wherein said switching time control means includes precise electronically controlling operation of said input switch and said complementary input switch whereby an (1-2) transition and a (2-1) transition are obtained during each successive switch operating cycle T s , wherein said (1-2) transition and said (2-1) transition are shorter than said switch operating cycle T s , and said switching time control means provides control signals for respective switches as follows: said (1-2) transition is initiated by turning said input switch OFF and, when blocking voltage across said complementary output rectifier switch is reduced to zero, said complementary output rectifier switch starts to conduct, hence automatically is turned ON at zero voltage for zero switching losses, and said (1-2) transition continues until the voltage on said complementary input switch reduces to zero, at which instant said complementary input switch is turned ON by said switching time control means at zero voltage for zero switching losses while said output rectifier switch is turned OFF by reverse bias voltage applied by converter across said output rectifier switch; said (2-1) transition is initiated by turning said complementary input switch OFF to start linear discharge of said parasitic capacitance across said input switch, and, when a voltage across said input switch drops to the level of said DC voltage source, blocking voltage across said output rectifier switch is zero, hence said output rectifier switch is automatically turned ON with zero switching losses forcing a resonant discharge of said parasitic capacitance across said input switch with a resonant current comprising only of said third one cosinusoidal resonant current component, and, at the instant when said voltage across said input switch reaches the minimum value, said input switch is turned ON by said switching time control means at voltage reduced below said DC voltage source level and with reduced switching losses while said complementary output rectifier switch is by the blocking voltage automatically turned OFF to complete said (2-1) transition, and whereby control and drive circuitry for said output rectifier switch and said complementary output rectifier switch are not needed, and when the product of said magnitude of said third one cosinusoidal resonant current component and said characteristic impedance is equal to voltage of said DC voltage source, said input switch is also turned ON at zero voltage resulting in zero switching losses on two said semiconductor current bidirectional switching devices and two said two-terminal current rectifier switches, and whereby during said (2-1) transition said output rectifier switch is automatically turned ON at zero voltage with zero switching losses, and said input switch is turned ON at reduced voltage to complete said (2-1) transition with reduced switching losses and voltage stress on said semiconductor current bidirectional switching devices and increased efficiency of said converter with reduced electromagnetic interference.

Wandler nach Anspruch 10, bei dem die besagte Resonanzdrossel eine Nullinduktivität aufweist, d.h. dass sie kurzgeschlossen ist, demzufolge das besagte andere Ende der besagten Eingangsdrossel mit dem anderen Ende der besagten mittleren Drossel verbunden ist; wobei der besagte (1-2) Übergang eingeleitet wird, indem der besagte Eingangsschalter ausgeschaltet wird, um die lineare Entladung der besagten parasitären Kapazität des besagten zusätzlichen Eingangsschalters zu starten, und wenn die Spannung am besagten zusätzlichen Ausgangsschalter auf Null reduziert ist, wird dieser Schalter durch besagte Schaltzeitsteuermittel bei Nullspannung für Null Schaltverluste angeschaltet, während der Ausgangsschalter simultan ausgeschaltet wird und die lineare Entladung der parasitären Kapazität des besagten zusätzlichen Eingangsschalters mit reduzierter Rate fortfährt, bis die Spannung über dem besagten zusätzlichen Eingangsschalter auf Null reduziert ist, an welchem Augenblick der zusätzliche Eingangsschalter mit Null Schaltverlusten eingeschaltet wird; wobei der besagte (2-1) Übergang eingeleitet wird, indem der besagte zusätzliche Eingangsschalter ausgeschaltet wird, um eine lineare Entladung der besagten parasitären Kapazität des besagten Eingangsschalters zu starten, und, wenn die Spannung am besagten Eingangsschalter auf das Niveau der besagten Gleichstromspannungsquelle fällt, wird besagter Eingangsschalter durch besagte Schaltzeitsteuermittel bei reduzierter Spannung und mit reduzierten Schaltverlusten eingeschaltet, und der besagte Ausgangsschalter wird durch besagte Schaltzeitsteuermittel simultan bei Nullspannung über dem besagten Nullausgangsschalter und mit Null Schaltverlusten eingeschaltet, und im gleichen Augenblick wird der besagte zusätzliche Ausgangsschalter durch besagte Schaltzeitsteuermittel ausgeschaltet, um den besagten (2-1) Übergang zu beenden. Wandler nach Anspruch 17, bei dem der besagte Ausgangsschalter und und der besagte zusätzliche Ausgangsschalter Zweiklemmen Stromgleichrichterschalter sind, welche in Antwort auf den Betriebszustand und die durch das elektronisch kontrollierte Schalten des besagten Eingangsschalters und des zusätzlichen Eingangsschalters erzeugten Bedingungen des besagten Wandlers ein- oder ausgeschaltet werden; wobei die Schaltzeitsteuermittel genaue elektronische Kontrollvorgänge des besagten Eingangsschalters und des besagten zusätzlichen Eingangsschalters umfassen, wodurch ein (1-2) Übergang und ein (2-1) Übergang während jedes aufeinander folgenden Schaltvorgangszyklus T s erhalten werden, wobei der besagte (1-2) Übergang und der besagte (2-1) Übergang kürzer sind als der besagte Schaltvorgangszyklus T s , und besagte Schaltzeitsteuermittel Steuersignale für die entsprechenden Schalter wie folgt liefern: besagter (1-2) Übergang wird eingeleitet durch Ausschalten des besagten Eingangsschalters und, wenn die Sperrspannung des besagten zusätzlichen Ausgangsgleichrichterschalters auf Null reduziert ist, beginnt der besagte zusätzliche Ausgangsgleichrichterschalter zu leiten, demzufolge er automatisch bei Nullspannung für Null Schaltverluste eingeschaltet wird, und der besagte (1-2) Übergang geht weiter, bis die Spannung am besagten zusätzlichen Eingangsschalter auf Null reduziert ist, in welchem Augenblick der besagte zusätzliche Eingangsschalter durch besagte Schaltzeitsteuermittel bei Nullspannung für Null Schaltverluste eingeschaltet wird, während der besagte Ausgangsgleichrichterschalter durch eine vom Wandler über dem besagten Ausgangsgleichrichterschalter angelegte Sperrspannung ausgeschaltet wird; besagter (2-1) Übergang wird eingeleitet durch Ausschalten des besagten zusätzlichen Eingangsschalters, um eine lineare Entladung der besagten parasitären Kapazität des besagten Eingangsschalters zu starten, und, wenn eine Spannung über dem besagten Eingangsschalter auf das Niveau der besagten Gleichstromspannungsquelle fällt, ist die Sperrspannung über dem besagten Ausgangsgleichrichterschalter Null, demzufolge der besagte Ausgangsgleichrichterschalter automatisch mit Null Schaltverlusten eingeschaltet wird, und im gleichen Augenblick wird der besagte Eingangsschalter durch besagte Schaltzeitsteuermittel bei unter das besagte Gleichstromsspannungsquellenniveau reduzierter Spannung und mit reduzierten Schaltverlusten eingeschaltet, während der besagte zusätzliche Ausgangsgleichrichterschalter durch die Sperrspannung automatisch ausgeschaltet wird, um besagten (2-1) Übergang zu beenden, und wobei keine Kontroll- und Treiberschaltungen für den besagten Ausgangsgleichrichterschalter und den besagten zusätzlichen Ausgangsgleichrichterschalter benötigt werden; wodurch während des besagten (2-1) Übergangs der besagte Ausgangsgleichrichterschalter bei Nullspannung automatisch mit Null Schaltverlusten eingeschaltet wird und der besagte Eingangsschalter bei reduzierter Spannung eingeschaltet wird, um den besagten (2-1) Übergang mit reduzierten Schaltverlusten und Spannungsbeanspruchungen der besagten bidirektionalen Halbleiterstromschaltvorrichtungen und erhöhter Wirksamkeit des besagten Wandlers mit reduzierter elektromagnetischer Interferenz zu beenden.

Converter according to claim 10 , wherein said resonant inductor has zero inductance, i.e., it is short-circuited, hence said other end of said input capacitor is connected to said other end of said middle inductor; wherein said (1-2) transition is initiated by turning said input switch OFF to start linear discharge of said parasitic capacitance across said complementary input switch, and when voltage across said complementary output switch reduces to zero, this switch is turned ON by said switching time control means at zero voltage for zero switching losses, while the output switch is simultaneously turned OFF and the linear discharge of the parasitic capacitance of said complementary input switch continues but at reduced rate until the voltage across said complementary input switch reduces to zero at which instant the complementary input switch is turned ON with zero switching losses; wherein said (2-1) transition is initiated by turning said complementary input switch OFF to start linear discharge of said parasitic capacitance across said input switch, and, when voltage across said input switch drops to the level of said DC voltage source, said input switch is turned ON by said switching time control means at reduced voltage and with reduced switching losses, and said output switch is by said switching time control means simultaneously turned ON with a zero voltage across said output switch and with zero switching losses, and at the same instant said complementary output switch is by said switching time control means turned OFF to complete said (2-1) transition; Converter according to claim 17 , wherein said output switch and said complementary output switch are two-terminal current rectifier switches, which are turned ON or turned OFF in response to operating state and conditions of said converter caused by electronically controlled switching of said input switch and said complementary input switch; wherein said switching time control means includes precise electronically controlling operation of said input switch and said complementary input switch whereby an (1-2) transition and a (2-1) transition are obtained during each successive switch operating cycle T s , wherein said (1-2) transition and said (2-1) transition are shorter than said switch operating cycle T s , and said switching time control means provides control signals for respective switches as follows: said (1-2) transition is initiated by turning said input switch OFF and, when blocking voltage across said complementary output rectifier switch is reduced to zero, said complementary output rectifier switch starts to conduct, hence automatically is turned ON at zero voltage for zero switching losses, and said (1-2) transition continues until the voltage on said complementary input switch reduces to zero, at which instant said complementary input switch is turned ON by said switching time control means at zero voltage for zero switching losses while said output rectifier switch is turned OFF by reverse bias voltage applied by converter across said output rectifier switch; said (2-1) transition is initiated by turning said complementary input switch OFF to start linear discharge of said parasitic capacitance across said input switch, and, when a voltage across said input switch drops to the level of said DC voltage source, blocking voltage across said output rectifier switch is zero, hence said output rectifier switch is automatically turned ON with zero switching losses, and at the same time said input switch is turned ON by said switching time control means at voltage reduced to said DC voltage source level and with reduced switching losses while said complementary output rectifier switch is by the blocking voltage automatically turned OFF to complete said (2-1) transition, and whereby control and drive circuitry for said output rectifier switch and said complementary output rectifier switch are not needed; whereby during said (2-1) transition said output rectifier switch is automatically turned ON at zero voltage with zero switching losses, and said input switch is turned ON at reduced voltage to complete said (2-1) transition with reduced switching losses and voltage stress on said semiconductor current bidirectional switching devices and increased efficiency of said converter with reduced electromagnetic interference.

Wandler nach Anspruch 31, bei dem besagter Ausgangsschalter und besagter zusätzlicher Ausgangsschalter Zweiklemmen Stromgleichrichter Schalter sind, welche in Antwort auf den Betriebszustand und die durch das elektronisch kontrollierte Schalten des besagten Eingangsschalters und des zusätzlichen Eingangsschalters erzeugten Bedingungen des besagten Wandlers ein- oder ausgeschaltet werden; wobei die Schaltzeitsteuermittel genaue elektronische Schaltvorgänge des besagten Eingangsschalters und des besagten zusätzlichen Eingangsschalters einschließen, wodurch zwei Übergänge, ein (1-2) Übergang und ein (2-1) Übergang, während jedes aufeinander folgenden Schaltvorgangszyklus T s erhalten werden, wobei der besagte (1-2) Übergang und der besagte (2-1) Übergang kürzer sind als der besagte Schaltvorgangszyklus T s , und besagte Schaltzeitsteuermittel Steuersignale für die entsprechenden Schalter wie folgt liefern: besagter (1-2) Übergang wird eingeleitet durch Ausschalten des besagten Eingangsschalters und, wenn die Blockierspannung am besagten zusätzlichen Ausganggleichrichterschalter auf Null reduziert ist, beginnt besagter zusätzlicher Ausgangsgleichrichterschalter zu leiten, da er automatisch bei Nullspannung für Null Schaltverluste eingeschaltet wird, und der besagte (1-2) Übergang geht weiter, bis die Spannung am besagten zusätzlichen Eingangsschalter auf Null reduziert ist, zu welchem Augenblick besagter zusätzlicher Eingangsschalter durch besagte Schaltzeitsteuermittel bei Nullspannung für Nullschaltverluste eingeschaltet wird, während der besagte Ausgangsgleichrichterschalter durch eine vom Wandler an den besagten Ausgangsgleichrichterschalter angelegte Sperrspannung ausgeschaltet wird; besagter (2-1) Übergang wird eingeleitet durch Ausschalten des besagten zusätzlichen Eingangsschalters, um eine lineare Entladung der besagten parasitären Kapazität des besagten Eingangsschalters zu starten, und, wenn eine Spannung über dem besagten Eingangsschalter auf das Niveau der besagten Gleichstromspannungsquelle fällt, ist die Blockierspannung über dem besagten Ausgangsgleichrichterschalter Null, da besagter Ausgangsgleichrichterschalter automatisch eingeschaltet wird mit Null Schaltverlusten, die eine Resonanzentladung der besagten parasitären Kapazität des besagten Eingangsschalters mit einem Resonanzstrom, der nur die dritte Kosinusresonanzstromkomponente umfasst, und, an dem Augenblick, an dem die besagte Spannung am besagten Eingangsschalter den Minimalwert erreicht, wird der besagte Eingangsschalter durch besagte Schaltzeitsteuermittel bei unter das besagte Gleichstromsspannungsquellenniveau reduzierter Spannung und mit reduzierten Schaltverlusten eingeschaltet, während der besagte zusätzliche Ausgangsgleichrichterschalter durch die Blockierspannung automatisch ausgeschaltet wird, um besagten (2-1) Übergang zu beenden, und wodurch keine Kontroll- und Treiberschaltung für den besagten Ausgangsgleichrichterschalter und besagten zusätzlichen Ausgangsgleichrichterschalter benötigt wird, und wenn das Produkt aus dem Betrag der besagten dritten Kosinusresonanzstromkomponente und der besagten charakteristischen Impedanz gleich der Spannung der besagten Gleichstromspannungsquelle ist, wird auch besagter Eingangsschalter bei Nullspannung eingeschaltet, was zu Null Schaltverlusten auf beiden besagten bidirektionalen Halbleiterstromschaltvorrichtungen und beiden besagten Stromgleichrichterschaltern führt, und wobei während des besagten (2-1) Übergangs der besagte Ausgangsgleichrichterschalter bei Nullspannung automatisch mit Null Schaltverlusten eingeschaltet und der besagte Eingangsschalter bei reduzierter Spannung eingeschaltet wird, um den besagten (2-1) Übergang mit reduzierten Schaltverlusten und Spannungsbeanspruchungen der besagten bidirektionalen Halbleiterstromschaltvorrichtungen und erhöhter Wirksamkeit des besagten Wandlers mit reduzierter elektromagnetischer Interferenz zu beenden.

Converter according to claim 31 , wherein said output switch and said complementary output switch are two-terminal current rectifier switches, which are turned ON or turned OFF in response to operating state and conditions of said converter caused by electronically controlled switching of said input switch and said complementary input switch; wherein said switching time control means includes precise electronically controlling operation of said input switch and said complementary input switch whereby two transitions, an (1-2) transition and a (2-1) transition are obtained during each successive switch operating cycle T s , wherein said transitions are shorter than said switch operating cycle T s , and said switching time control means provides control signals for respective switches as follows: said (1-2) transition is initiated by turning said input switch OFF and, when blocking voltage across said complementary output rectifier switch is reduced to zero, said complementary output rectifier switch starts to conduct, hence automatically is turned ON at zero voltage for zero switching losses, and said (1-2) transition continues until the voltage on said complementary input switch reduces to zero, at which instant said complementary input switch is turned ON by said switching time control means at zero voltage for zero switching losses while said output rectifier switch is turned OFF by reverse bias voltage applied by converter across said output rectifier switch; said (2-1) transition is initiated by turning said complementary input switch OFF to start linear discharge of said parasitic capacitance across said input switch, and, when a voltage across said input switch drops to the level of said DC voltage source, blocking voltage across said output rectifier switch is zero, hence said output rectifier switch is automatically turned ON with zero switching losses forcing a resonant discharge of said parasitic capacitance across said input switch with a resonant current comprising only of said third one cosinusoidal resonant current component, and, at the instant when said voltage across said input switch reaches the minimum value, said input switch is turned ON by said switching time control means at voltage reduced below said DC voltage source level and with reduced switching losses while said complementary output rectifier switch is by the blocking voltage automatically turned OFF to complete said (2-1) transition, and whereby control and drive circuitry for said output rectifier switch and said complementary output rectifier switch are not needed, and when the product of said magnitude of said third one cosinusoidal resonant current component and said characteristic impedance is equal to voltage of said DC voltage source, said input switch is turned ON at zero voltage resulting in zero switching losses on two said semiconductor current bidirectional switching devices and two said rectifier switches; whereby during said (2-1) transition said output rectifier switch is automatically turned ON at zero voltage with zero switching losses and said input switch is turned ON at reduced voltage to complete said (2-1) transition with reduced switching losses and voltage stress on said semiconductor current bidirectional switching devices and increased efficiency of said converter with reduced electromagnetic interference.

Wandler nach Anspruch 35, der außerdem einen mit besagtem Ausgangsgleichrichterschalter parallel geschalteten MOSFET-Hilfstransistor umfasst, wobei die Schaltzeitsteuermittel genaue elektronische Kontrollvorgänge des besagten Eingangsschalters, des besagten zusätzlichen Eingangsschalters und des besagten MOSFET-Hilfstransistor umfassen, wodurch zwei Übergange, ein (1-2) Übergang und ein (2-1) Übergang während jedes aufeinander folgenden Schaltvorgangszyklus T s erhalten werden, wobei der besagte (1-2) Übergang und der besagte (2-1) Übergang kürzer sind als der besagte Schaltvorgangszyklus T s , und besagte Schaltzeitsteuermittel wie folgt Steuersignale für die entsprechenden Schalter liefern: besagter (1-2) Übergang wird durch Ausschalten des besagten Eingangsschalters eingeleitet, und, wenn die Sperrspannung des besagten zusätzlichen Ausgangsgleichrichterschalters auf Null reduziert ist, beginnt besagter zusätzlicher Ausgangsgleichrichterschalter zu leiten, demzufolge er automatisch bei Nullspannung für Nullschaltverluste eingeschaltet wird, und der besagte (1-2) Übergang geht weiter, bis die Spannung am besagten zusätzlichen Eingangsschalter auf Null reduziert ist, in welchem Augenblick besagter zusätzlicher Eingangsschalter durch besagte Schaltzeitsteuermittel bei Nullspannung für Nullschaltverluste eingeschaltet wird, während der besagte Ausgangsgleichrichterschalter durch eine vom Wandler am besagten Ausgangsgleichrichterschalter angelegte Sperrspannung ausgeschaltet wird, und besagter (1-2) Übergang wird dadurch eingeleitet, dass der besagte Hilfs- MOSFET Schalter zuerst eingeschaltet wird, und zwar absichtlich bevor der besagte zusätzliche Eingangsschalter ausgeschaltet wird, um den Strom in besagter Streuinduktivität durch einen zusätzlichen Betrag zu verstärken, der umgekehrt proportional zur Streuinduktivität, direkt proportional zum Spannungsunterschied der Gleichstromspannung über dem besagten Hilfskondensator und der Gleichspannung der besagten Gleichstromspannungsquelle und direkt proportional zu diesem Verstärkungsunterintervall ist, während dem der besagte Hilfs- MOSFET Schalter und der besagte zusätzliche Eingangsschalter beide eingeschaltet sind, und wenn der besagte zusätzliche Eingangsschalter ausgeschaltet ist, findet die Resonanzentladung der parasitären Kapazität über dem besagten Eingangsschalter und eine simultane Resonanzaufladung der parasitären Kapazität über dem besagten zusätzlichen Eingangsschalter während des Resonanzunterintervalls statt, in dem der gesamte Resonanzstrom besagte drei unterschiedliche Stromkomponenten umfasst, und vor dem Ende des besagten Resonanzunterintervalls wird der besagte Ausgangsgleichrichterschalter automatisch durch einen positiven Strom eingeschaltet, und am Ende des besagten Resonanzunterintervalls und wenn die besagte parasitäre Kapazität des besagten Eingangsschalters vollständig entladen ist, liefern die besagten Schaltzeitsteuermittel simultane Steuersignale für beide besagte bei Nullspannung und mit Null Schaltverlusten zu schaltenden Eingangsschalter und besagten auszuschaltenden Hilfs- MOSFET Transistor, um das besagte Resonanzunterintervall zu beenden, und der besagte (2-1) Übergang geht weiter mit einem Sperrstrom - Unterintervall, während dem der Kondensatoreingangsstrom umgekehrt ist von einem Strom, der dem Eingangsdrosselstrom gleich ist, in einen Strom, der in die umgekehrte Richtung fließt mit einem Betrag, der gleich dem Magnetisierungsstrom des besagten Isoliertransformators ist, in welchem Augenblick der Strom, der durch den besagten zusätzlichen Ausgangsgleichrichterschalter fließt, auf Null reduziert wird, demzufolge er ausgeschaltet wird, um den besagten (2-1) Übergang zu beenden. Wandler nach Anspruch 35, bei dem der Betrag der dritten Kosinusresonanzkomponente so hoch wie nötig gemacht wird durch Benützen des proportional erhöhten Magnetisierungsstroms des besagten Isoliertransformators, um die Spannung an der besagten parasitären Kapazität des besagten Eingangsschalters zu reduzieren, und wodurch der besagte Isoliertransformator in Größe und Gewicht reduziert wird.

Converter according to claim 35 , further including an auxiliary MOSFET transistor connected in parallel with said output rectifier switch, wherein said switching time control means includes precise electronically controlling operation of said input switch, said complementary input switch, and said auxiliary MOSFET switch, whereby two transitions, an (1-2) transition and a (2-1) transition are obtained during each successive switch operating cycle T s , wherein said transitions intervals are shorter than said switch operating cycle T s , and said switching time control means provides control signals for respective switches as follows: said (1-2) transition is initiated by turning said input switch OFF and, when blocking voltage across said complementary output rectifier switch is reduced to zero, said complementary output rectifier switch starts to conduct, hence automatically is turned ON at zero voltage for zero switching losses, and said (1-2) transition continues until the voltage on said complementary input switch reduces to zero, at which instant said complementary input switch is turned ON by said switching time control means at zero voltage for zero switching losses while said output rectifier switch is turned OFF by reverse bias voltage applied by converter across said output rectifier switch, and said (2-1) transition is initiated by first turning said auxiliary MOSFET switch ON, intentionally before said complementary input switch is turned OFF, to boost the current in said leakage inductance by an additional magnitude which is inversely proportional to said leakage inductance, directly proportional to voltage difference between DC voltage across said auxiliary capacitor and DC voltage of said DC voltage source and directly proportional to this boost subinterval during which said auxiliary MOSFET switch and said complementary input switch are both turned ON, and when said complementary input switch is turned OFF, the resonant discharge of parasitic capacitance across said input switch and simultaneous resonant charge of parasitic capacitance across said complementary input switch take place during this resonant subinterval in which the total resonant current is comprising said three distinct resonant current components, and before end of said resonant subinterval, said output rectifier switch is automatically turned ON by positive current and at the end of said resonant subinterval and when said parasitic capacitance of said input switch is fully discharged, said switching time control means provides simultaneous control signals for both said input switch to be turned at zero voltage and with zero switching losses and said auxiliary MOSFET transistor to be turned OFF to complete said resonant subinterval, and said (2-1) transition continues with a current-reversal subinterval during which the input capacitor current is reversed from being equal to input inductor current to current flow in opposite direction with magnitude equal to magnetizing current of said isolation transformer at which instant the current through said complementary output rectifier switch is reduced to zero hence turned OFF to complete said (2-1) transition; Converter according to claim 35 , wherein the magnitude of said third one cosinusoidal resonant component is made as high as needed by use of the proportionally increased magnetizing current of said isolation transformer to reduce the voltage on said parasitic capacitance of said input switch, and whereby said isolation transformer is reduced in size and weight.

Verfahren zur Stromwandlung, das folgendes umfasst: Zurverfügungstellung eines Eingangsschalters, eines zusätzlichen Eingangsschalters, und eines Ausgangsschalters, die bidirektionale steuerbare Halbleiterstromschalter sind, wobei jeder bidirektionale Halbleiterstromschalter eine parallel geschaltete parasitäre Bodydiode und eine parasitäre Kapazität aufweist; Zurverfügungstellung eines zusätzlichen Ausgangsschalters, der ein eine parallel geschaltete parasitäre Kapazität aufweisender Stromgleichrichter ist; Steuern eines eine Ausgangslastspannung regelnden Zustand-1 Intervalls, welches das Zeitintervall ist, während dem der besagte Eingangsschalter und der besagte Ausgangsschalter beide eingeschaltet sind, während der besagte zusätzliche Eingangsschalter und der besagte Ausgangsschalter beide ausgeschaltet sind, und eines Zustand-2 Intervalls, welches das Zeitintervall ist, während dem der besagte Eingangsschalter und der besagte Ausgangsschalter beide ausgeschaltet sind, während der besagte zusätzliche Eingangsschalter und der besagte Ausgangsschalter beide eingeschaltet sind wobei jeder der besagten steuerbaren bidirektionalen Halbleiterstromschalter während eines (1-2) Übergangs und eines (2-1) Übergangs, die kürzer als das Zustand-2 Intervall und das Zustand-1 Intervall sind, ein- und ausgeschaltet werden; Zurverfügungstellung eines positiven Stroms in einem Zweig mit besagtem zusätzlichen Eingangsschalter während des besagten (1-2) Übergangs und eines negativen Stroms in besagtem Zweig während des besagten (2-1) Übergangs; Steuern der Sequenz und Synchronisierung der Ein- und Ausschaltsignale für besagte steuerbare bidirektionale Halbleiterstromschalter während des besagten (1-2) Übergangs, Verteilung der Ladung unter besagten Kapazitäten der besagten Schalter und Einschalten des besagten zusätzlichen Schalters verlustlos bei im wesentlichen Nullspannung; Einleiten des besagten (2-1) Übergangs, indem der besagte zusätzliche Eingangsschalter ausgeschaltet wird; Zurverfügungstellung einer Resonanzschaltung während des besagten (2-1) Übergangs durch Einschalten des besagten Ausgangsschalters bevor die besagte parasitäre Bodydiode des besagten Ausgangsschalters zu leiten beginnt; Austauschen von Ladung zwischen besagten Kapazitäten der besagten steuerbaren bidirektionalen Halbleiterstromschalter, wobei dieser Austausch verlustlos durch besagten negativen Strom und eine an besagtem Eingangsschalter anwesenden Spannung ermöglicht wird, wenn der besagte Ausgangsschalter eingeschaltet ist; Einschalten des besagten Eingangsschalters, wenn die Spannung an besagtem Eingangsschalter minimal ist, dadurch Schaltverluste verringernd; Integrierung einer Eingangsdrosselswicklung, einer mittleren Drosselwicklung und einer Ausgangsdrosselwicklung auf einem gemeinsamen Magnetkern in einem Gleichstromtransformator; besagte Eingangsdrosselwicklung, mittlere Drosselwicklung und Ausgangsdrosselwicklung werden an den punktmarkierten Enden der besagten Eingangsdrosselwicklung, mittleren Drosselwicklung und Ausgangsdrosselwicklung in Phase Wechselstromspannungen ausgesetzt; die besagte Eingangsdrosselwicklung und die besagte mittlere Drosselwicklung werden Gleichströmen ausgesetzt, die in deren besagte punktmarkierte Enden fliessen, wodurch ein Gleichstromfluss in einer Richtung in dem besagten gemeinsamen Magnetkern erzeugt wird; die besagte Ausgangsdrosselwicklung wird einem Gleichstrom, der aus deren punktmarkiertem Ende fliesst, wodurch ein Gleichstromfluss in entgegengesetzter Richtung in besagtem gemeinsamen Magnetkern erzeugt wird, was eine Substraktion der besagten Gleichstromflüsse in dem besagten gemeinsamen Magnetkern ergibt; Zurverfügungstellung einer ausgewählten Anzahl von Windungen für besagte Eingangsdrosselwicklung, mittlere Drosselwicklung und Ausgangsdrosselwicklung, um die gleiche Spannung pro Windung und insgesamt null DC Ampere-Windungen zu erzeugen, was im wentlichen einen Nullgleichstromfluss in dem besagten gemeinsamen Magnetkern ergibt.

Method for power conversion comprising: providing an input switch, a complementary input switch, and an output switch being controllable semiconductor CBS (Current Bidirectional Switch) switches, each said controllable semiconductor CBS switch having a parasitic body-diode and a parasitic capacitance in parallel; providing a complementary output switch being a current rectifier having a parasitic capacitance in parallel; controlling a State-1 interval, which is the time interval during which said input switch and said output switch are turned-ON, while said complementary input switch and said complementary output switch are both turned OFF, and a State-2 interval, which is the time interval during which said input switch and said output switch are both turned OFF, while said complementary input switch and said complementary output switch are both turned ON, regulating an output load voltage, each said controllable semiconductor CBS switch being turned ON and OFF during an (1-2) transition and a (2-1) transition which are shorter than said State-1 interval and said State-2 interval; providing a positive current in a branch with said complementary input switch during said (1-2) transition and a negative current in said branch during said (2-1) transition; controlling sequence and timing of turn-ON and turn-OFF signals for said controllable semiconductor CBS switches during said (1-2) transition, recycling charge among said capacitances of said switches and turning ON said complementary input switch losslessly at substantially zero voltage; initiating said (2-1) transition by turning OFF said complementary input switch; providing a resonant circuit during said (2-1) transition by turning ON said output switch before said parasitic body-diode of said output switch starts to conduct; exchanging charge between said capacitances of said controllable semiconductor CBS switches losslessly facilitated by said negative current and a voltage across said input switch present when said output switch is turned ON; turning ON said input switch when voltage across said input switch is at minimum reducing switching losses; integrating an input inductor winding, a middle inductor winding, and an output inductor winding on a common magnetic core into a DC Transformer; subjecting said input, middle, and output inductor windings to AC voltages in phase at dot-marked ends of said input, middle, and output inductor windings; subjecting said input inductor winding and said middle inductor winding to DC currents flowing into said dot-marked ends thereof, thereby to generate a DC flux in one direction in said common magnetic core; subjecting said output inductor winding to DC current flowing out of said dot-marked end thereof, thereby to generate a DC flux in opposite direction in said common magnetic core, resulting in subtraction of said DC fluxes in said common magnetic core; providing a selected number of turns for said input, middle, and output inductor windings to produce equal volts-per-turn and zero total DC Ampere-turns resulting in substantially zero DC flux in said common magnetic core.

Wandler nach Anspruch 8, bei dem Luftspalte auf jedem der besagten äußeren Schenkel des besagten EE Magnetkerns mit der besagten zusätzlichen Ausgangsdrosselwicklung und der besagten Ausgangsdrosselwicklung angeordnet sind, um Wechselstromspannungsteiler zwischen den Streu- und Magnetisierungsinduktivitäten der besagten zusätzlichen Ausgangsdrosselwicklung und der besagten Ausgangsdrosselwicklung zur Verfügung zu stellen; wobei die besagten Wechselstromspannungsteiler in der besagten zusätzlichen Ausgangsdrosselwicklung und der besagten Ausgangsdrosselwicklung induzierte Wechselspannungen an jeweilige auf die besagte zusätzliche Ausgangsdrosselwicklung und die besagte Ausgangsdrosselwicklung angelegte Wechselspannungen für eine feste relative Einschaltdauer D abgleichen; wodurch der besagte Gleichstrom in der besagten Ausgangsdrosselwicklung für eine feste relative Einschaltdauer D im Wesentlichen Null-Rippelstrom aufweist, und wodurch der besagte EE Magnetkern mit den besagten Luftspalten und die besagte Eingangsdrosselwicklung, mittlere Drosselwicklung, Ausgangsdrosselwicklung und zusätzliche Ausgangsdrosselwicklung eine Gleichstromwandlervorrichtung vom Typ F bilden. Wandler nach Anspruch 1, der außerdem eine mit dem besagten Eingangskondensator in Serie geschaltete separate Resonanzdrossel umfasst, wobei der besagte Gleichstromwandler aus der folgenden Gruppe ausgewählt ist: (i) besagtem Gleichstromwandler vom Typ A (ii) besagtem Gleichstromwandler vom Typ B (iii) besagtem Gleichstromwandler vom Typ C (iv) besagtem Gleichstromwandler vom Typ D (v) besagtem Gleichstromwandler vom Typ E (vi) besagtem Gleichstromwandler vom Typ F; bei dem besagter Eingangsschalter, besagter zusätzlicher Eingangsschalter, besagter Ausgangsschalter, und besagter zusätzlicher Ausgangsschalter bidirektionale Halbleiterstromschaltvorrichtungen sind, die in der Lage sind, den Strom in beiden Richtungen zu leiten während sie eingeschaltet sind, und die Spannung in einer Richtung aufrechtzuerhalten während sie ausgeschaltet sind, und die besagten bidirektionalen Halbleiterstromschaltvorrichtungen so konzipiert sind, dass sie parallele Verbindungen eines idealen Schalters, einer parasitären Bodydiode und eines parasitären Kondensators umfassen; wobei die besagten Schaltzeitsteuermittel einen genauen elektronischen Kontrollvorgang der besagten bidirektionalen Halbleiterstromschaltvorrichtungen einschließen, wodurch ein (1-2) Übergang und ein (2-1) Übergang erhalten werden während jedes aufeinander folgenden Schaltvorgangszyklus T s , wobei der besagte (1-2) Übergang und der besagte (2-1) Übergang kürzer sind als der besagte Schaltvorgangszyklus T s , und wobei die besagten Schaltkontrollmittel Steuersignale für die entsprechenden Schalter wie folgt zur Verfügung stellen: besagter (1-2) Übergang wird dadurch eingeleitet, dass der besagte Eingangsschalter ausgeschaltet wird, und dass, wenn die Spannung auf dem besagten zugänglichen Ausgangsschalter auf Null reduziert ist, die besagten Schaltzeitsteuermittel ein Steuersignal für den einzuschaltenden zusätzlichen Ausgangsschalter bei der Spannung Null liefern für Null Schaltverluste, und besagter (1-2) Übergang geht weiter, bis die Spannung auf dem besagten zusätzlichen Eingangsschalter auf Null reduziert ist, zu welchem Augenblick die besagten Schaltzeitsteuermittel ein Steuersignal für den besagten zusätzlichen Eingangsschalter liefern, um ihn auch bei Nullspannung für Null Schaltverluste einzuschalten, und der besagte (1-2) Übergang geht weiter bis der durch den Ausgang fliessende Strom auf Null reduziert ist, wodurch ein letzter Zeitpunkt erzeugt wird, an dem der Ausgangsschalter ausgeschaltet werden muss, um den besagten (1-2) Übergang zu beenden; besagter (2-1) Übergang wird dadurch eingeleitet, dass der besagte Ausgangsschalter zuerst eingeschaltet wird, und zwar absichtlich bevor der besagte zusätzliche Eingangsschalter ausgeschaltet wird, um den Strom in besagter Resonanzdrossel durch einen zusätzlichen Betrag, der umgekehrt proportional zu einer Resonanzinduktivität (L r ) ist, zu verstärken, direkt proportional zur Spannungsdifferenz zwischen der Gleichstromspannung über dem besagten Hilfskondensator und der Gleichstromspannung der besagten Gleichstromspannungsquelle, und direkt proportional zu diesem Verstärkungsunterintervall ist, während dem der besagte Ausgangsschalter und der besagte zusätzliche Eingangsschalter beide eingeschaltet sind, und wenn der besagte zusätzliche Eingangsschalter ausgeschaltet wird, findet eine Resonanzentladung der parasitären Kapazität über dem besagten Eingangsschalter und eine simultane Resonanzaufladung der parasitären Kapazität über dem besagten zusätzlichen Eingangsschalter während dieses Resonanzunterintervalls statt, in dem der gesamte Resonanzstrom drei unterschiedliche Stromkomponenten umfasst, wobei die erste eine Kosinusresonanzstromkomponente mit besagtem zusätzlichen oben definierten Betrag ist, die zweite eine Sinusresonanzstromkomponente ist, deren Größe direkt proportional zur Spannungsdifferenz zwischen der Gleichstromspannung über dem besagten Hilfskondensator und der Gleichstromspannung der besagten Gleichstromspannungsquelle und umgekehrt proportional zu einer charakteristischen Impedanz eines Resonanzkreises ist, der die besagte Resonanzdrossel und eine Resonanzkapazität umfasst, die eine parallele Verbindung von parasitären Kondensatoren des besagten Eingangsschalters und des besagten zusätzlichen Eingangsschalters umfasst, und die dritte eine Kosinusresonanzstromkomponente ist, deren Größe gleich dem Anfangsstromwert in der besagten Resonanzdrossel zu dem Zeitpunkt ist, an dem besagter Ausgangsschalter eingeschaltet wurde, und wobei die besagten Schaltzeitsteuermittel zu einem Zeitpunkt, an dem der besagte parasitäre Kondensator des besagten Eingangsschalters vollständig entladen ist, ein Steuersignal für den besagten, bei Nullspannung und mit Null Schaltverlusten einzuschaltenden Eingangsschalter liefern, um das besagte Resonanzunterintervall zu beenden, und der besagte (2-1) Übergang setzt sich mit einem Stromumkehrunterintervall fort, während dem der Kondensatoreingangsstrom vom Gleichheitszustand mit dem Eingangsdrosselstrom umgekehrt wird in einen Strom, der in eine umgekehrte Richtung fließt mit einem Betrag, der gleich dem Strom der besagten mittleren Drossel ist, zu welchem Augenblick der Strom, der durch den besagten zusätzlichen Ausgangsschalter fließt, auf Null reduziert wird, wodurch dies der letzte Augenblick wird, zu dem der besagte zusätzliche Ausgangsschalter ausgeschaltet werden muss, um den besagten (2-1) Übergang zu beenden; wobei die besagte die Resonanzkapazität deutlich höher als die Kapazität der parasitären Kapazitäten über dem besagten Ausgangsschalter und dem besagten zusätzlichen Ausgangsschalter ist.

Converter according to claim 3 , wherein said common magnetic core includes a separate leakage magnetic leg with no windings and an air-gap in a magnetic flux path with said common magnetic core, wherein said air-gap is adjusted to provide said output inductor winding with substantially zero-ripple current at a fixed duty ratio D, whereby said leakage magnetic leg increases the leakage inductance between said output inductor winding and said input and middle inductor windings, and provides reduction of ripple current in said output inductor winding, and whereby said common magnetic core with said leakage magnetic leg and said input, middle and output inductor windings form a DC Transformer device of Type D. Converter according to claim 1 , wherein said common magnetic core is an EE magnetic core; wherein said input inductor winding and said middle inductor are placed side-by-side on the center leg of said EE magnetic core; wherein an additional output inductor winding with same number of turns as said output inductor winding is connected in series with said output inductor winding so that AC voltages at said additional output inductor winding and said output inductor winding are in phase at dot-marked ends and add; wherein said additional output inductor winding is placed on one outer leg of said EE magnetic core and said output inductor winding is placed on an other outer leg of said EE magnetic core; whereby leakage inductance between said input inductor winding and said middle inductor winding provides substantially zero-ripple current in said input inductor winding; whereby leakage inductances between said additional output inductor winding, said output inductor winding and said middle inductor winding provide reduced ripple current in said additional output inductor winding and said output inductor winding, and whereby said EE magnetic core and said input, middle, output, and additional output inductor windings form a DC Transformer device of Type E. Converter according to claim 8 , wherein air-gaps are positioned on each of said outer legs of said EE magnetic core with said additional output inductor winding and said output inductor winding to provide AC voltage dividers between leakage and magnetizing inductances of said additional output inductor winding and said output inductor winding; wherein said AC voltage dividers match induced AC voltages in said additional output inductor winding and said output inductor winding to respective applied AC voltages to said additional output inductor winding and said output inductor winding for a fixed duty ratio D; whereby, for said fixed duty ratio D, said DC current in said output inductor winding has substantially zero-ripple current, and whereby said EE magnetic core with said air-gaps and said input, middle, output, and additional output inductor windings form a DC Transformer device of Type F. Converter according to claim 1 , further including a separate resonant inductor in series with said input capacitor, wherein said DC Transformer is selected from the group consisting of (i) said DC Transformer device of Type A (ii) said DC Transformer device of Type B (iii) said DC Transformer device of Type C (iv) said DC Transformer device of Type D (v) said DC Transformer device of Type E (vi) said DC Transformer device of Type F; wherein said input switch, said complementary input switch, said output switch, and said complementary output switch are semiconductor current bidirectional switching devices, capable of conducting the current in both directions while turned ON, and sustaining voltage in one direction, while turned OFF, and said semiconductor current bidirectional switching devices are modeled as comprising parallel connection of an ideal switch, a parasitic body-diode and a parasitic capacitance; wherein said switching time control means includes precise electronically controlling operation of said semiconductor current bidirectional switching devices whereby an (1-2) transition and a (2-1) transition are obtained during each successive switch operating cycle T s wherein said (1-2) transition and said (2-1) transition are shorter than said switch operating cycle T s , and said switching time control means provides control signals for respective switches as follows: said (1-2) transition is initiated by turning said input switch OFF and, when voltage on said complementary output switch is reduced to zero, said switching time control means provides control signal for complementary output switch to be turned ON at zero voltage for zero switching losses, and said (1-2) transition continues until the voltage on said complementary input switch reduces to zero, at which instant said switching time control means provides control signal for said complementary input switch to be also turned ON at zero voltage for zero switching losses, and said (1-2) transition continues until the current through the output switch is reduced to zero, making this the latest instant at which output switch must be turned OFF to complete said (1-2) transition; said (2-1) transition is initiated by first turning said output switch ON, intentionally before said complementary input switch is turned OFF, to boost the current in said resonant inductor by an additional magnitude which is inversely proportional to a resonant inductance (L r ) inductance, directly proportional to voltage difference of DC voltage across said auxiliary capacitor and DC voltage of said DC voltage source and directly proportional to this boost subinterval during which said output switch and said complementary input switch are both turned ON, and when said complementary input switch is turned OFF, the resonant discharge of parasitic capacitance across said input switch and simultaneous resonant charge of parasitic capacitance across said complementary input switch take place during this resonant subinterval in which the total resonant current is comprising three distinct current components, the first one a cosinusoidal resonant current component with said additional magnitude defined above, the second one a sinusoidal resonant current component whose magnitude is directly proportional to voltage difference of DC voltage across said auxiliary capacitor and DC voltage of said DC voltage source and inversely proportional to a characteristic impedance of a resonant circuit comprising said resonant inductor and a resonant capacitance comprising parallel connection of parasitic capacitances of said input switch and said complementary input switch, and the third one a cosinusoidal resonant current component whose magnitude is equal to initial current value in said resonant inductor at the instant when said output switch was turned ON, and at the instant when said parasitic capacitance of said input switch is fully discharged, said switching time control means provides a control signal for said input switch to be turned ON at zero voltage and with zero switching losses to complete said resonant subinterval, and said (2-1) transition continues with a current-reversal subinterval during which the input capacitor current is reversed from being equal to input inductor current to current flow in opposite direction with magnitude equal to current of said middle inductor at which instant the current through said complementary output switch is reduced to zero making this the latest instant at which said complementary output switch must be turned OFF to complete said (2-1) transition; wherein said resonant capacitance is significantly higher than capacitance of parasitic capacitances across said output switch and said complementary output switch.